详解开关回收电子料源回收电子料路选择，方案选择指南！

1 择要

决定拓扑选择的一个紧张因素是输入回收电子料压和输出/输入比。图 1 示出了常用隔离的拓扑相对适用 的回收电子料压范围。拓扑选择还与输出功率，输出回收电子料压路数，输出回收电子料压调节范围等有关。一样平常情况下，对于 给定场合你可以应用多种拓扑，不可能说某种拓扑对某种应用是绝对地适用，由于产品设计还有设计 者对某种拓扑的经验、元器件是否容易得到、成本要求、对技术人员要求、调试设备和人员素质、生 产工艺设备、批量、军品照旧民品等等因素有关。因此要选择最好的拓扑，必须认识每种拓扑的甜头 和短处以及拓扑的应用领域。假如随便选择一个拓扑，可能一开始就公布新回收电子料源设计的失败。

图 1 ?各种隔离拓扑应用回收电子料压范

2 输入和输出?

假如输出与输入共地，则可以采用非隔离的 Buck，Boost 共地变换器。这些回收电子料路结构简单，元器 件少。假如输入回收电子料压很高，从安全考虑，一样平常输出 必要与输入隔离。?

在选择拓扑之前，你首先应当知道输入回收电子料压变 化范围内，输出回收电子料压是高于照旧低于输入回收电子料压？例 如，Buck 变换器仅可用于输出回收电子料压低于输入回收电子料压的 场合，所以，输出回收电子料压应当在任何时候都应当低于 输入回收电子料压。假如你要求输入 24V，输出 15V，就可以采用 Buck 拓扑；但是输入 24V 是从 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 变换器，由于 Buck 变换器不能将 8V 变换成 15V。如 果输出回收电子料压始终高于输入回收电子料压，就得采用 Boost拓扑。

假如输出回收电子料压与输入回收电子料压比太大（或太小）是有限定的，例如输入 400V，要求输出 48V 照旧采 用 Buck 变换器，则回收电子料压比太大，虽然输出回收电子料压始终低于输入回收电子料压，但如许大的回收电子料压比，尽管没有超 出控制芯片的最小占空比范围，但是，限定了开关频率。而且功率器件峰值回收电子料流大，功率器件选择困 难。假如采用具有隔离的拓扑，可以通过匝比调节合适的占空比。达到较好的性能价格比。?

3?开关频率和占空比的现实限定?

3.1 开关频率?

在设计变换器时，首先要选择开关频率。进步频率的重要目的是削减回收电子料源的体积和重量。而占回收电子料 源体积和重量最大的是磁性元件。当代开关回收电子料源中磁性元器件占开关回收电子料源的体积（20%～30%），重 量（30%～40%），损耗 20%～30%。根据回收电子料磁感应定律有?

式中 U－变压器施加的回收电子料压；N－线圈匝数；A－磁芯截面积；ΔB－磁通密度转变量；f－变压器工作 频率。?

在频率较低时，ΔB 受磁性材料饱和限定。由上式可见，当 U 肯定时，要使得磁芯体积削减，匝 数和磁芯截面积乘积与频率成反比，进步频率是削减回收电子料源体积的重要措施。这是开关回收电子料源出现以来无 数科技工作者重要研究课题。?

但是能否无穷制进步开关回收电子料源频率？非也。重要有两个限定因素：第一是磁性材料的损耗。高频 时一样平常采用铁氧体，其单位体积损耗透露表现为?

式中 η －不同材料的系数；f－工作频率；Bm－工作磁感应幅值。α 和 β 分别为大于 1 的频率和磁感应 损耗指数。一样平常α＝1.2～1.7;β=2～2.7。频率进步损耗加大，为削减损耗，高频时，降低磁感应Bm 使得损耗不太大，违反了削减体积的目的。否则损耗太大， 服从降低。再者，磁芯处理功率越大，体积越大散热条件越 差，大功率磁芯也限定开关频率。?

图 2Buck变换器功率管回收电子料流、回收电子料压波形?

其次，功率器件开关损耗限定。以 Buck 变换器为例来 说明开关损耗。图 2 是典型的回收电子料流延续 Buck 变换器功率 管回收电子料流回收电子料压波形图。可以看到，晶体管开通时，集回收电子料极回收电子料流 上升到最大值时集回收电子料极回收电子料压才开始降落。关断时，集回收电子料极回收电子料 压首先上升到最大值集回收电子料极回收电子料流才开始降落。假定回收电子料压、回收电子料 流上升和降落都是线性的。可以得到开关损耗为

式中tr=tri+trv —开通时回收电子料流上升时间与回收电子料压降落时间之和；td=tdi+tdv —关断时回收电子料压上升时间与 回收电子料流降落时间之和。一样平常 tr+td< T/20。假定 tr＝td＝ts —开关时间。则?

假如回收电子料流断续，只有关断损耗，开关损耗为?

可见，开关损耗与频率、开关时间成正比。断续好像比延续开关损耗少一半，但应当细致，在同 样输出功率时，功率管回收电子料流至少是回收电子料流延续时的一倍，除了器件回收电子料流定额加大，成本增长外，导通压 降损耗也增长。滤波回收电子料感磁芯工作在正激变压器状况，磁芯和线圈高频损耗也将大大增长。

虽然，通过软开关技术可以削减开关损耗，但请细致，软开关总是行使 LC 谐振，谐振回收电子料流（或回收电子料压）很大，谐 振回收电子料流通过晶体管、回收电子料感 L 和回收电子料容 C，这些元器件也是有损耗的。偶然只进步服从 1～2％，但回收电子料路复 杂，元件数增多，成本增长，偶然甚至得不偿失。目前用 MOSFET 开关的回收电子料源，功率在 5kW 以下，工作 频率一样平常在 200kHz 以下。BJT 最高达 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 与 IGBT （BJT）组合管最高也不超过 100kHz。变换功率几十瓦，当然工作频率可以进步。

此外，变换功率越大，回收电子料流回收电子料压越大，假如大功率管与小功率管雷同的回收电子料流上升和降落速率，大 功率管必要更长的开关时间。何况大功率器件芯片面积大，为避免回收电子料流集中降低开关时回收电子料流升降速率 也增长了开关时间。可见，变换功率越大，许可开关频率越低。

假如你听说他的开关回收电子料源工作频率可达几个 MHz，你得问问他的变换功率有多大？

3.2 占空度?

开关变换器的变换比（输出回收电子料压与输入回收电子料压比）太大或太小是有限定的。首先，变换器占空比 （开关导通时间与开关周期之比）受控制芯片最大和最小值的限定。在有些拓扑中，占空比不能大于0.5。总之，通用 PWM控制 IC芯片通常不保证占空比能大于 0.85；有些芯片在合理的工作频率下，也 不保证占空比在 0.05以下能以较小的损耗快速驱动 MOSFET的栅极。

例如，开关频率为 250kHz，周期为 4μs，假如占空比是 0.1，MOSFET 的导通时间仅为 0.4μs，要 是 MOSFET 的开通时间为 0.1μs，关断时间也为 0.1μs，几乎大部分导通时间被过渡时间“吃”掉了， 损耗加大。这就为什么变换功率越高，工作频率越低的缘故原由之一。

不管控制 IC和高回收电子料流栅极驱动等等，只要不将占空比设计在最小 0.1和最大 0.8（对于 0.5限定度 变换器为 0.45）之外，那就不必忧虑。?

假如采用的拓扑有变压器，变比可以调节占空度。但变比也有限定。假如变比太大或太小楼顶大字制作，初级 与次级导线尺寸相差太大，线圈绕制发生困难。一样平常初级与次级匝比最大为 10:1,最小为 1:10。要是你 必要由很低的回收电子料压获得高压，你是否考虑采用两级变换器或次级采取倍压回收电子料路提拔回收电子料压。?

4 几个输出？

紧接占空比的题目是多少输出。例如，假如不是 1 个输出，Buck 是不适合的。在有些情况下，可以加后续调节器得到另一个回收电子料压，现实的例子是用 Buck 变换器产生 5V 输出，再由线性调节器（或另 一个开关）从 5V输入产生一个 3.3V输出。但相关的瞬态、噪声、损耗应知足要求。

最坏的情况下，设计多个自力的变换器，而不是采用复杂的很多线圈的磁元件。在开始设计之 前，你得考虑考虑，要是采用多输出变换器，或许节省了几块钱的控制 IC，但可能花几十块钱做那个 复杂的多线圈磁元件。在设计之前，首先应权衡磁元件、回收电子料路元件及附加成本，不要就事论事。

5?隔离?

在设计前预先要知道次级与初级是否必要隔离。如输入由回收电子料网或高压供回收电子料，作为商品有安全规范 （以及 EMI 题目）必要隔离的要求。典型的例子是输入与输出有 500V 交流耐压要求。你知道安全要 求后，有些拓扑，像没有隔离的 Buck,Boost等等将排除在外。

6 EMI?

在设计开始时就要想到 EMI 题目，不要等到设计好了再考虑 EMI。有些拓扑可能有很多成功地避 免 EMI 题目。假如是不隔离的系统，由于在系统中不涉及到第三根导线，如单独用回收电子料池供回收电子料，就没有 共模噪声，这使你滤波变得容易。?

此外，某些拓扑就是比其他拓扑具有更多的噪声。区别在于某些拓扑在每个周期的部分时间与输 入断开，引起输入回收电子料流的停止。假如输入回收电子料流延续，就没有陡峭的上升和降落沿，回收电子料流不会为零，就 容易滤波。?

Buck 变换器就是输入回收电子料流断续的一个例子，由于当开关打开时，输入回收电子料流为零。Boost 变换器的 回收电子料感始终接在输入回路中，但输入回收电子料流是否延续取决于 Boost是否工作在断续照旧延续。?

笔者建议大功率回收电子料源最好不要采用输入回收电子料流断续的拓扑，由于那些拓扑通常必要很花钱的磁元件。

7 BJT，MOSFET 照旧 IGBT??

拓扑选择与所能用的功率器件有关。就目前可以买到的功率器件有双极型（BJT）功率管， MOSFET 和 IGBT。双极型管的回收电子料压定额可超过 1.5kV，常用 1kV 以下，回收电子料流从几 mA 到数百 A；MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,回收电子料流数 A 到数百 A；IGBT 回收电子料压定额在 500V 以上，可达数 kV，回收电子料流数十 A到数 kA。

不同的器件具有不同的驱动要求：双极型晶体管是回收电子料流驱动，大功率高压管的回收电子料流增益低，常用 于单开关拓扑。在低功率到中等功率范围，除了分外的理由以外，90%选择 MOSFET。

理由之一是成本。假如产品产量大，双极性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用双极型功率管就意 味着开关频率比 MOSFET低，因此磁元件体积比较大。如许是否还合算？你得细心研究研究成本。

高输入回收电子料压（380V）时，或推挽拓扑加上瞬态回收电子料压要求双倍以上回收电子料压，选择功率管你可能感到为 难，假如采用双极型管，你可以买到 1500V双极型管，而目前能买到 MOSFET最大回收电子料压为 1000V，导 通回收电子料阻比 BJT 大。当然，你可能考虑用 IGBT，遗憾的是 IGBT 驱动虽然像 MOSFET，而它的开关速 度与双极型管相似，有紧张的拖尾题目。

可见，低压（500V）以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率（数百瓦）开关频率数百 kHz。IGBT 定额一样平常在 500V 以上，回收电子料流数十 A 以上，重要应用于调速，基本上代替高压达林顿双极型管。工作频率最高可达 30kHz，通常在 20kHz左右。由于导通压降大，不用于 100V以下。?

图 3. 进步功率开关频率?

（a） IGBT与 MOSFET并联 （b） BJT与 MOSFET串联

为了进步IGBT或BJT的开关速度，也可将MOSFET与 BJT或IGBT组合成复合管。图 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 与 50V/60A的MOSFET串联，用于三相380V整流回收电子料感滤 波输入（510V）双正直激3kW通讯回收电子料源中。

导通时首先驱动功率MOSFET，这时BJT工作在共基极组态，发射极 输入回收电子料流，或因MOSFET导通漏极回收电子料压降落，BJT发射结 正偏，产生基极回收电子料流，导致集回收电子料极回收电子料流，通过比例驱动回收电子料 路形成正反馈，使得BJT饱和导通。当关断时，首先关断 MOSFET，发射结反偏，使得BJT敏捷关断。共基极频率 特征是共射极的β倍。进步了关断速度。低压MOSFET导 通回收电子料阻只有mΩ数量级，导通损耗很小。现实回收电子料路工作频 率为 50kHz。?

MOSFET 与 IGBT 并联也是行使 MOSFET 的开关特征。要达到这一目的，应当如许设计 MOSFET 和 IGBT 的驱动：开通时，PWM 旌旗灯号可同时或首先驱动 MOSFET 导通，后导通 IGBT。IGBT 零回收电子料压导通。关断时，先关断 IGBT，IGBT 是零回收电子料压关断；在经过肯定耽误关断 MOSFET。MOSFET 承担开关损耗；在导通期间，高压 MOSFET 导通压降大于 IGBT，大部分回收电子料流流过 IGBT， 让 IGBT承担导通损耗。这种组合现实例子工作频率 50kHz，3kW半桥拓扑。

8 延续照旧断续?

回收电子料感(包括反激变压器)回收电子料流（安匝）延续照旧断续：在断续模式的变换器中，回收电子料感回收电子料流在周期的 某些时刻回收电子料流为零。回收电子料流（安匝）延续是要有充足的回收电子料感量维持最小负载回收电子料流ILmin（包括假负载）， 在周期的任何时刻回收电子料感都应当有回收电子料流流通。即

其中T－开关周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶体管导通时间。我们假定整流器的正向压降与输出回收电子料 压相比很小。要是最小负载回收电子料流为零，你必须进入断续模式。?

在现实回收电子料源设计时，一样平常回收电子料源有空载要求，又不许可回收电子料感体积太大，在轻载时一定断续，在这种 情况下，偶然设置假负载，并当负载回收电子料流超过使假负载断开，否则可能引起闭环控制的稳固性题目， 应当细心设计反馈补偿网络。?

同步整流是一个例外。变换器应用同步整流总是延续模式，没有最小回收电子料感要求。?

9 同步整流

在现今很多低输出回收电子料压应用场合SEO关键词优化，变换器服从比成本更（几乎）紧张。从用户观点来说，比较贵 的但高服从的变换器现实上是便宜的。假如一台计算机回收电子料源服从低，真正计算时间常常很少，而待机 时间很长，将花费更多的回收电子料费。

假如服从很紧张，就要考虑采用同步整流技术。即输出整流采用 MOSFET。当今可买到很多 IC 驱动芯片既能驱动场效应管，也能很好驱动同步整流器。?

采用同步整流的另一个理由是它将回收电子料流断续模式工作的变换器变化为回收电子料流延续工作模式。这是因 为即使没有负载，回收电子料流可以在两个方向流通（由于 MOSFET 可以在两个方领导通）。运用同步整流， 解除了你对模式改变的忧虑（模式改变可能引起变换器的不稳固）和保证延续的最小回收电子料感要求。?

图 4 (a) 二极管整流变换器和(b)同步整流变换器

同步整流一个题目这里值得提一下。主开关管在同步整流导通前关断，反之亦然。假如忽略了如许处理，将产生穿通征象，即输入（或输出）回收电子料压将直接对地短路，而造 成很高的损耗和可能导致失效。在两个 MOSFET 关断时间，回收电子料感回收电子料流还在流。

通常，MOSFET 体二极管不应当流过回收电子料流，由于这个二极管恢复时间很长。如假定 MOSFET 截止时体二极管流过回收电子料流，当体二 极管恢复时，它在反向恢复起短路作用，所 以一旦输入（或输出）到地通路，发生穿通，就可能导致变换器失效，如图 4（b）所示。

解决这个题目可用一个肖特基二极管与 MOSFET 的体二极管并联，让它在场效应管截止时流过 回收电子料流。（由于肖特基的正向压降比体二极管低，肖特基几乎流过悉数回收电子料流，体二极管的反向恢复时间 与关断前正向回收电子料流有关，所以这时可以忽略）

10 ?回收电子料压型与回收电子料流型控制

开关回收电子料源设计要预先考虑是采用回收电子料压型照旧回收电子料流型控制，这是一个控制题目。几乎每个拓扑都可 以采用两者之一。回收电子料流型控制可以逐个周期限定回收电子料流，过流保护也变得容易实现。同时对推挽或全桥 变换器可以战胜输出变压器的磁偏。但假如回收电子料流很大，回收电子料流型必要检测回收电子料阻（损耗很大功率）或互感 器（花费许多钱）检测回收电子料流，就可能影响你的选择。不过如许过流保护检测倒是顺水推舟了。但是， 假如你把回收电子料流控制型用于半桥变换器，有可能造成分压回收电子料容回收电子料压不平衡。所以对于大功率输出，应当 考虑选择那一种更好。

11 结论

最好你在设计一个回收电子料源之前，应当预先知道你的回收电子料源工作的系统。细致了解此系统对回收电子料源的要求 和限定。对系统透辟地了解，可大大降低成本和削减设计时间。?

现实操作时，你可以从变换器要求的规范列一个表，并逐条考虑。你将发现根据这些规范限定你 可以选择的拓扑仅是一个到两个，而且根据成本和尺寸拓扑选择很容易。一样平常情况下，可根据以上各 种考虑选择拓扑：

1.升压照旧降压：输出回收电子料压总是高于照旧低于输入回收电子料压？假如不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost。

2. 占空度：输出回收电子料压与输入回收电子料压比大于 5 吗？假如是，你可能必要一个变压器。计算占空度保证它 不要太大和太小。

3. 必要多少组输出回收电子料压？假如大于 1,除非增长后续调节器，一样平常必要一个变压器。假如输出组别太 多，建议最好采用几个变换器。

4. 是否必要隔离？多少回收电子料压？隔离必要变压器。

5. EMI 要求是什么？假如要求严酷，建议不要采用像 Buck 一类输入回收电子料流断续的拓扑，而选择回收电子料流连 续工作模式。

6. 成本是极其紧张吗？小功率高压可以选择 BJT。假如输入回收电子料压高于 500V，可考虑选择 IGBT。反 之，采用 MOSFET。

7. 是否要求回收电子料源空载？假如要求，选择断续模式，除非采用题目 8。也可加假负载。

8. 能采用同步整流？这可使得变换器回收电子料流延续，而与负载无关。

9. 输出回收电子料流是否很大？假如是，应采用回收电子料压型，而不是回收电子料流型。

12 拓扑选择

如今从拓扑一样平常性讨论到特定拓扑，假定你认识 Buck 类变换器，如图 5 所示。用它代替这一类 拓扑，集中在每种拓扑现实的困难，并围绕这些困难解决的可能性。集中在能预先选择最好拓扑,使你 不至于花费许多时间设计和调试。

a. Buck变换器?

图 5 Buck变换器?

如一样平常考虑指出的，还要给 Buck拓扑预先增长有很多限定

1. 虽然一个 Buck变换器概念上很清楚没有变压器，只有一个 回收电子料感，这意味着不可能具有输入与输出隔离。?

2. Buck 仅能降低输入回收电子料压，假如输入小于要求的输出，变换 器不能工作 。?

3. Buck 仅有一个输出。假如你要由 5V 变为 3.3V，这是好的。但除非乐意加第二个后继调节器，像线 性稳压器，你可以看到在很多多路输出时如许应用的。

4. 虽然 Buck 可以工作在延续和断续，但输入回收电子料流总是断续的。这意味着在晶体管截止的部分开关周 期输入回收电子料流降落到零。这使得输入 EMI滤波比其它拓扑必要的大。

栅极驱动困难

Buck的驱动十分麻烦。麻烦在于导通一个N－沟道MOSFET，栅极回收电子料压至少要 5V,或许大于输入回收电子料 压 10V（逻辑回收电子料路输出分别为 1V和 5V）。但是你如何产生一个回收电子料压高于输入呢？这个题目最容易的 方法应用P－沟道MOSFET，它恰好能被栅极到地的旌旗灯号驱动导通。遗憾的是P沟道MOSFET通常导通 回收电子料阻RDS比N沟道大，而且价格贵。此外输入回收电子料压必须小于 20V，以避免击穿栅极，应用场合受到限 制。现实如许采用P沟道MOSFET：用一个下拉回收电子料阻，你通常得不到有用导通栅极的充足的开关速度， 最终你再实验室折腾了几天之后照旧采用N沟道MOSFET。

除了很低输入回收电子料压变换器，Buck变换器总是采用 N沟道 MOSFET。?

图 6用耦合变压器驱动 Buck变换器

图 7 驱动 Buck变换器用浮动回收电子料源

驱动栅极普遍的方法是用一个栅极驱动隔离变压器将栅极与驱动隔脱离来（图 6）。

隔离变压器输入端的回收电子料容避免当输入边高回收电子料平时的直流分量。次级回收电子料容和二极管恢复回收电子料压单向性 －否则在初级 12V 输入，在次级成了±6V 驱动。栅极回收电子料阻总是必须的（参看以后的讨论），而栅－ 源回收电子料阻是放回收电子料通路：假如栅极因为某种缘故原由制止开关，栅极最终截止。

现实应用：选择栅极驱动的两个回收电子料容至少大于栅极回收电子料容－记住此回收电子料容构成一个带有回收电子料容的驱动 器，因此你可以得到 90%的驱动回收电子料压。虽然此驱动回收电子料路相称便宜且工作得很好，它限定最大占空度，由于变压器必要复位时间。

用一个自力的回收电子料源，例如用推挽变换器产生一个相对于 MOSFET 源极的直流回收电子料压，许可极快驱动 栅极（图 7）。假如推挽变换器的回收电子料源是稳压的，它不必要闭环，固定占空度即可。你可以用一个驱 动 IC 芯片，实现快速驱动 MOSFET。但此回收电子料路还有些贵（你可以用一个 555 准时器形成 50%占空 度）。?

你还必要一个旌旗灯号浮动系统控制栅极。旌旗灯号传输不应当有较大传输耽误，不要用像 4N48 如许慢 速光耦。为避免另外的变压器，即使很高输入回收电子料压光耦 HCPL2601 系列有很好的传输特征，由于它具 有精良的 dV/dt定额。

b.反激变换器

图 8 ?非隔离反激(Boost) 变换器 ? ? 图 9 隔离的反激变换器?

凡是在开关管截止时间向负载输出能量的统称为反激变换器。有两类反激变换器－不隔离（图 8）和隔离（图 9）反激变换器。为了避免名称上的混淆，我们来说明其工作原理。?

我们以肯定占空度导通反激变换器的开 关，当开关导通时，输入回收电子料压加在回收电子料感上，使 得回收电子料流斜坡上升，在回收电子料感中存储能量。当开关 断开时河南人事考试，回收电子料感回收电子料流流经二极管并向输出回收电子料容以 及负载供回收电子料。?

隔离的反激工作原理基原形似。在开关导 通时间，能量存储在变压器的初级回收电子料感中。注 意同名端‘●’端，我们看到当开关截止时， 漏极回收电子料压上升到输入回收电子料压，引起次级对地回收电子料压 上升，这迫使二极管导通，提供输出回收电子料流到负 载和回收电子料容充回收电子料。

非隔离反激－Boost 或 Buck/Boost－只有一 个输出（没有方法使它多于一个），输出与输 入不隔离。并且 Boost 输出不能低于输入回收电子料压－即使您完全关断开关管，输出等于输入回收电子料压（减去二极管压降）。而 Buck/Boost 仅可输出负压（图 10）。换句话说，反激仅可作为一个单线圈回收电子料感处理。

图 10 用 Buck/Boost将正压变换为负回收电子料 压

假如变压器有多个次级线圈，隔离反激可有多个输出。而 且所有输出之间以及初级相互隔离的。而且，只要调节初级与 各次级匝比，输出可以做成任意大小,变压器是一个多线圈磁 元件。?

延续和断续

两类反激变换器都可以工作在回收电子料流延续和断续。尽管一样平常 反激能够没有死负载下空载运行。（在空载时，开关一向关 断，直到回收电子料容自放回收电子料降低回收电子料压时才导通，给出一个单脉冲，所 谓‘脉冲跳跃’模式）。对于空载模式，变换器工作在断续模式，如前所说，最好不改变模式，否则 闭环稳固困难。大多数小功率，要求快速响应的反激变换器工作在断续模式。

回收电子料容限定

当反激晶体管截止时，存储在初级回收电子料感中的能量从次级线圈释放出来。由于次级没有滤波回收电子料感， 悉数峰值回收电子料流直接流入回收电子料容。在较高功率水平时，很难找到充足处理这个纹波回收电子料流定额的回收电子料容。应当 记住：你必须计算回收电子料容是否能处理的有用值回收电子料流。作为例子，假如是 5V 输出回收电子料压，10A（这大约是反 激的最大回收电子料流，看下面），在此功率水平下，占空度是 0.5。变压器在周期一半的期间要传输整个周期 50W 功率（由于占空度是 0.50）。所以在二极管导通时间传输的回收电子料流加倍（延续），次级有用值回收电子料流为

如许极高的回收电子料流必要很多铝或鉭回收电子料容并联，除非运用昂贵的多层叠层回收电子料容。反激变换器输出故障 重要是因为回收电子料容失效引起的。

功率限定?

反激变换器通常可以输出最大功率在低输入回收电子料压时大约在 50W 左右（偶然或许有人告诉你他能制 造出 500W 反激变换器，但是他从不告诉你在生产线上做出来）。在任何情况下，功率输出反比于回收电子料 感量，要得到大输出功率必要较小的回收电子料感量（在磁元件中讨论）。

此时你在合理的频率得到高达 50W 输出，回收电子料感是很小（数值上几乎和杂散回收电子料感同数量级）；这几乎不可能设计出如意的产品。例如磁芯 销售商导线稍微转变，将引起回收电子料感转变足以使你得不到最大功率输出。低回收电子料压输入，限定反激设计少于 50W；而高回收电子料压输入大些。

输出数量的现实限定

当然，对于所有变换器，多组线圈绕制困难。但是，对于一个隔离的反激变换器此困难是至关重 要的。每个输出的回收电子料压调节与每个线圈的漏感有关，由于漏感削减了传输到输出的回收电子料压。所以要得到 很好的输出公差，漏感要小到可以忽略（几乎不可能，由于有气隙），或每个单元雷同，使他们可以 补偿掉。假如你想绕多线圈来控制所有线圈的漏感几乎是不可能的。按照设计者话说，反激变换器 “反激比正激变换器便宜，由于它不必要回收电子料感”。不幸的是在生产以后,销售商的线圈脱离磁元件公 司，同时从此以后没有人能绕这种能使回收电子料路正常工作的变压器。

假如你必要 3~4个输出，请不要采用反激变换器拓扑。采用正激变换器总规要便宜些。

c. 升压和降压

图 11 非隔离的 Buck/Boost变换器

图 10 虽然输出可以大于或小于输入回收电子料压，但输出是负压。图 11 所示回收电子料路是一个降压－升压回收电子料路输出是正压。是升 照旧将取决于输出回收电子料压高于照旧低于输入回收电子料压，它们之间的转 换时自动区分成的，没有间隔。?

在 Buck-Boost 变换器中，两个开关同时导通宁波咨询费发票，并同时关 断。如今考虑第一种情况，输入回收电子料压高于输出回收电子料压。上部晶体 管作为 Buck 开关（参看图 5），阳极接地二极管作为续流二 极管。由于下部晶体管与上部晶体管同时导通，整个输入回收电子料压 加在回收电子料感上，回收电子料流斜坡上升。当两个开关截止时，阳极接地二极管导通，另一个二极管正激导通。作为 Buck变换器。

第二种情况假定输入回收电子料压低于输出回收电子料压。接地晶体管如今作为升压开关，第二个二极管作为反激 整流器。再者，两个开关同时导通，当导通时悉数输入回收电子料压加在回收电子料感上。按照前面说明：在两种情况 下，不管 Buck 照旧 Boost，整个输入回收电子料压加在回收电子料感上。但这意味着对于两种模式雷同的控制回收电子料路，而 且变换器不在两种模式之间转换。所以，环路稳固性也是一览无余。

?可见 Buck –Boost 综合了 Buck 和 Boost 变换器。作为 Buck 变换器，它没有输入－输出隔离，而 且仅有一个输出。作为一个 Boost，有一个最大现实输出功率。而且最终除非你用两个 MOSFET 代替 两个（肖特基）二极管做成同步整流，否则服从比较低。但是要达到同步整流必要四个输出的驱动 （或许一个全桥 PWM IC）。还有工作在整个输入回收电子料压范围和控制这个拓扑的 IC的出现使 Buck-Boost 拓扑可能有吸引力。?

d. 正激变换器?

图 12 ?基本正激变换器?

正激变换器(图 12)工作完全不同于回收电子料路相似的反激变换器。关键在于晶体管导通时，输入回收电子料压 加在变压器初级，输出二极管正偏导通；而反激当晶体管截止时，二极管导通。因此能量不像反激那 样存储在初级回收电子料感中。变压器是真正意义上的变压器。当晶体管截止时，仅存储在变压器漏感和激磁 回收电子料感能量。这将使得漏极回收电子料压高于输入回收电子料压，复位磁芯。?

最小负载

正激变换器是那种必要一个最小负载的变换器。滤波回收电子料感需 要充足大，以保证它的峰值纹波回收电子料流小于最小负载回收电子料流。否则将 出现断续，输出回收电子料压上升，峰值检测。这意味着正激变换器不能 工作在空载状况，由于不能具有无穷大回收电子料感。

随直流偏置转变的回收电子料感，像 Mpp 磁芯是一个最好的选择。回收电子料感量随回收电子料流增长而削减。在最小负载时，你得到的回收电子料感较大， 保持回收电子料流延续，而在最大负载时，你仍然具有充足的回收电子料感，而又 不太大。你许可纹波回收电子料流随着负载回收电子料流增长而增长，以至于不必 设计的回收电子料感体积大维持最大负载的悉数回收电子料感。但是应当细致闭环 的稳固性。由于转变的回收电子料感造成传递函数紧张的非线性。

对付最小负载通俗方法是加一个假负载永世接在输出端，作为变换器的一部分。因此，即使外负 载为零，由于有一个维持最小功率的回收电子料阻，变换器可维持延续状况。当然这在外负载回收电子料流大于最小回收电子料 流时消费了一部分功率。

当现实负载增长时，可切断假负载。通常，导致振荡：假负载断开，引起变换器进入断续，又引 起假负载接入；而变换器延续，引起假负载断开，如此等等。假负载引起服从降低与采用大回收电子料感成本 比较是否合算？

激磁回收电子料感

不像反激变换器用初级回收电子料感存储能量，正激现实上是寄生激磁回收电子料感。当回收电子料流流过初级时，有能量 存储在激磁回收电子料感中LmI2/2和漏感中。当晶体管关断时，此能量要有行止。最简单的方法，你把它引到 RC网路，要么引到晶体管自己，让它击穿。风俗的做法在变压器上用一个附加线圈恢复能量。或用一 个晶体管和回收电子料容构成有源箝位。不管如何恢复能量，这是令人腻烦的事，并降低了服从。最好的方法 是尽量漏感和增长激磁回收电子料感。

但是，变压器设计时为尽量增长磁通密度摆幅，削减剩磁影响给磁芯加很吝啬隙，这是与增大激 磁回收电子料感使矛盾的。应当在两者之间折中。

总结

由于正激变压器不存储能量，它不存在反激功率水平限定题目。它也具有一个回收电子料感，与输出回收电子料容 一路平滑回收电子料流。正激可直接构成 500W 或更大功率。该拓扑重要限定仍然是是否可买到达功率 MOSFET。增长功率转化为增长回收电子料流，并最终 MOSFET 损耗太大。此时，采用更多 MOSFET 分担负 载回收电子料流。高输入回收电子料压时可采用双正直激，还可以输出交错并联。

e. 推挽（半桥，全桥）

图13 回收电子料压型推挽变换器

图 14 ?回收电子料流型推挽变换器

推挽变换器拓扑如图 13 和 图14 所示。有两类推挽变换器：回收电子料流型和回收电子料压型。细致到它们之间的 差别重要在于回收电子料流型输入必要一个额外的回收电子料感（偶然很大），但是不要输出回收电子料感。而回收电子料压型输入没有 大回收电子料感，输出必须有滤波回收电子料感。?

推挽两只晶体管接地，而半桥不是。虽然上面提到有 IC 能驱动同步整流高端晶体管，但它们仍稍 低于最大回收电子料源回收电子料压。由于推挽和半桥是两个晶体管，它们功率水平比单管高，常常意味着输入回收电子料压也 高。驱动半桥要产生星散的浮动栅极驱动，这时而推挽一定优胜的。?

回收电子料压型

回收电子料压型推挽变换器如图 13 所示。两个晶体管加在带有中心抽头的变压器上，它们相互相差 180 °交替导通。这并不意味着每次导通时间各占周期的 50%，即两个晶体管具有雷同的占空比。

假如图 14 中晶体管T1 导通，T2 关断。细致到变压器 “●”这一端输入回收电子料压加在变压器半边，所以加在截止晶体 管漏极上的回收电子料压为 2×Ui。晶体管T1 导通，则正回收电子料压加在二 极管D1 上而导通，二极管D2 截止。另一个晶体管镜像工 作，两晶体管导通时间雷同。假如Ui在开关周期内是常数， 加在变压器上伏秒总和为零，且磁芯对称于零转变。?

这个变换器最大的题目是晶体管回收电子料压定额高，至少是输 入最大回收电子料压Ui的两倍。假如由 120V回收电子料网整流的输入供回收电子料， 并回收电子料容滤波，峰值直流回收电子料压为 170V，晶体管至少必要 2× 170V＝340V。现实上，回收电子料网是特别很是“肮脏”的地方，因此至少必要 500V以上的晶体管。高回收电子料压定额 意味着导通回收电子料阻RDson高，所以损耗高于盼望值。万一，浪涌回收电子料压高于 200V，这将损坏晶体管。

另一个潜在题目是在两个晶体管转换应有一个时间－死区时间。否则两个晶体管因为关断耽误而 造成同时导通，变压器将被短路，且回收电子料流将敏捷增大，仅是漏感限定此回收电子料流－这通常造成晶体管失 误。其次晶体管必须导通雷同时间，否则变压器正负伏秒不平衡－磁偏移而饱和。现实中，采用回收电子料流 控制型可避免伏秒不平衡而造成的饱和。

回收电子料流型?

回收电子料流型推挽变换器可以避免回收电子料网回收电子料压十分敏感在回收电子料流型推 挽中排除了。由于在输入回收电子料压和变压器之间有一个回收电子料感。如今 当晶体管导通时，变压器回收电子料流由回收电子料感回收电子料流控制，如图 14 所 示。这种安排偏移偏移两晶体管同时导通回收电子料感储能，一个晶体 管导通输出能量。变压器类似互感器工作。

这个变换器的不足之处是增长了一个回收电子料感。由于此回收电子料感必 须通过变换器回收电子料流，并提供充足的感抗，在开关周期像一个回收电子料 流源，做得很大（费钱）降低了变换器功率水平。

变压器行使率

应当看到，上面讨论的拓扑（反激，正激和 Buck/Boost）仅用了一半磁特征：磁通密度斜坡上升 到最大值，再返回到零，决不会达到负值。推挽行使磁性好些，由于磁芯磁通密度在正负两个方向， 这与单晶体管比较雷同功率水平削减了磁芯尺寸。

f. 谐振变换器和软开关变换器

软开关的另一个名称是准谐振变换器。?谐振和软开关变换器之间的差别，谐振变换器功率（回收电子料压或回收电子料流）波情势正弦的。这通过回收电子料感和回收电子料容谐振来完成的，回收电子料容通常是寄 生参数。当回收电子料压或回收电子料流过零时开关，以保证几乎没有损耗的开关过渡。谐振变换器重要专利应用在高 频变换器中，这里开关损耗赛过开关的导通损耗。但是由于开关过渡取决于谐振网络的频率，现实变 换器开关频率是转变的，偶然转变很大，与回收电子料网回收电子料压和负载有关。??

为何你不必采用谐振变换器?

谐振变换器存在着一些题目。这些题目中至少有一个是开关频率随负载转变。事实上，这些变换器一 般最低工作频率发生在最大负载时，所以EMI滤波设计是最困难的也是低频最大回收电子料流负载。如许变换 器，包括EMI设计工作在内，通过高频削减体积的好处丧失了。

另外，由于杂散回收电子料容作为谐振网络一部分，更紧张的题目发生了。因为器件之间参数分散性，这 些决策几乎不能工作。即使雷同型号的器件因为来自不同的制造厂也存在差别。这些不同直接影响了 工作频率，从而影响输出回收电子料容、EMI 滤波等等。这些器件如增长外部回收电子料容并联，使得寄生回收电子料容的改变 相对不紧张。遗憾的是这种方法增长了谐振网络的周期，因此原先盼望工作在高频的愿望破坏了。?

为什么你应当采用软开关变换器？?

????图 15 准谐振软开关正激变换器?

与谐振变换器相反，软开关变换器工作在固定频率，使得滤 波要求特别很是明确。软开关谐振回收电子料容外接。因此装置与装置之间性 能可以再现。图 15 示出了一个认识的标准的软开关正激变换 器，波形如右。

开始，晶体管导通，漏极回收电子料压为零。当晶体管关断时，变压 器初级回收电子料感与外加回收电子料容（与 MOSFET 源极－漏极回收电子料容并联，但 外部回收电子料容设计的宏大于 MOSFET 回收电子料容）形成振荡回路。在完成 振铃半周期以后，磁芯复位。L 和 C 值决定振铃频率，以及磁芯 复位伏秒要求决定振铃回收电子料压多高。在半周期振铃完成以后，由于 如今没有能量存储在变压器中，漏极回收电子料压保持在输入回收电子料压。在晶 体管再次导通前，一向保持这种状况。?

这种变换器与谐振变换器重要区别是仍然保持脉宽调制，晶体管以恒频开关。当然，回收电子料容和回收电子料感 仍然要警惕选择。假如它们太大，（半）周期将超过开关周期，且磁芯不能复位。假如他们太小，在 一个很短的时间内得到磁芯复位的伏秒，漏极回收电子料压太高。虽然如此，在变换器能正常工作范围内，杂 散元件可以较大范围转变。

可以开看到，当晶体管导通时，回收电子料容能量消费在 MOSFET中。假如回收电子料容充足小，这可能不太坏。例如，假如回收电子料容是 100pF,输入回收电子料压是 50V，开关频率是 500kHz，仅因为回收电子料容引起的损耗为

当然，尽管偶然可以借用 PWM芯片设计成同步整流，软开关变换器不足之处是显明缺乏控制它 们的 IC芯片。或许未来软开关控制 IC成为普遍应用－那时，软开关将成为最好的选择。?

g. 复合变换器?

图 16 用 Buck-推挽复合达到大变比的变换器

任何两级（在理论上可以更多）变换器串联组成复合变换器。与两级级联变换器（例如 PFC＋ C/DC 变换器）区别是整个两级串联变换器系统仅用一个控制回路。例如，复合变换器可能由前级 Buck，由 160V 直流输入，后继推挽回收电子料路（图 16 所示）与之串连。Buck 闭环产生近似固定回收电子料压（如 50V），例如推挽以固定周期降压产生 5V 输出。闭 环检测 5V 输出回收电子料压，用偏差旌旗灯号控制 Buck 占空 度。虽然推挽工作在开环(由于它以固定占空度开 关)，但现实上推挽级等效为控制环路中的一个增益 单元（在图 13中增益为 1/10，即－20dB。）

在两级回收电子料路中，两个变换器的有些元件可以分 享，就是这个例子中 Buck 变换器的输出滤波回收电子料容也 是推挽变换器的输入回收电子料容。可以想象，在有些回收电子料路中，回收电子料感可以分享。协调振和软开关变换器一样， 有大量变换器组合成复合变换器。不再逐一列举。

何时采用复合变换器?

从以上的例子可以看到，当你要大幅度降压或升压时，复合变换器是很有效的。如上所述，PWM 能得到的占空度以及你试图得到变压器变比有现实限定的。假如你必要回收电子料压转变超过可能的限定，复 合变换器大大扩展了可用的变换范围。?

当你必要十分大的变换比（输入与输出回收电子料压比），又要求输入输出隔离时，可以采用复合变换 器。对于困难的设计是两条综合在一路，但是通过星散功能，你可以使他们很容易。例如，让前级变换器完成回收电子料压变换，而后级变换器完成隔离，或许用 1：1 变压器。由于第二级变换器总是工作在雷同 输入回收电子料压和雷同输出回收电子料压，它的元件在这个状况最佳，且服从最高。的确，这种复合变换器比单级变 换器更有用，由于避免了同时解决大变换比和隔离的变压器困难。?

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